容性PGA如何改善精密ADC的传感器接口

对于电桥、热电偶和电阻式温度检测器等小信号传感器，ADC 的有效动态范围不仅由转换器噪声决定，还取决于前置增益和输入共模范围。容性可编程增益放大器 PGA 以电容比设定增益，并结合斩波处理直流信号，使输入共模与内部工作共模解耦，为靠近电源轨的传感器信号提供更灵活的放大条件。

1 先看小信号测量中的共模约束

应变计和温度传感器的输出幅度通常较小，若直接送入 ADC，可能无法充分利用其输入范围。加入 PGA 可以提高信号幅度，但可用增益还受到放大器内部节点摆幅的限制。当传感器共模接近正、负电源轨时，这一限制尤其明显。

传统阻性仪表放大器通过电阻网络设定增益，同时保持较高输入阻抗，适合传感器接口。然而，其内部输出电压围绕输入共模变化；增益增加时，内部节点更容易接近供电边界。电阻匹配误差和温度漂移也会进入总误差预算。

图1 阻性PGA的增益网络与内部共模关系

为满足调制器的驱动带宽，阻性 PGA 后有时还需要缓冲级。电阻值、功耗和带宽之间的约束，使这种接口不能只按增益大小设计。提高或平移供电轨、重新偏置传感器共模能够缓解限制，但会增加电源复杂度、外部器件、功耗和成本。

2 高动态范围ADC为何仍需低噪声前端

Σ-Δ ADC 常用于输出电压和带宽都较小的传感器。其动态范围优势来自过采样与噪声整形：量化噪声分布到更宽频带后，目标频带内所占的比例下降；在白噪声假设下，过采样比每翻倍，固定带宽内的动态范围约改善 3 dB。

图2 采样频率提高时量化噪声密度的变化

噪声整形进一步把量化噪声推向高频，后续数字低通滤波器再抑制目标频带之外的噪声。这三者配合，使 Σ-Δ 架构能够实现很低的带内噪声。

图3 Σ-Δ调制器将量化噪声移向高频

图4 数字低通滤波后的目标频带

不过，较高的内部采样频率也意味着更短的采集时间，对输入缓冲器带宽提出要求。传感器还要求高输入阻抗，以减少接口对测量的影响。片内缓冲器虽能简化设计，其热噪声、低频闪烁噪声和失调仍会限制整条信号链。

图5 缓冲器噪声中的低频闪烁成分与热噪声区

静态失调可通过校准补偿，但温漂较大时，温度变化会使校准结果失效。以 500 nV/°C 的失调漂移为例，温度改变 10°C 会产生 5 μV 的变化；对于 ±2.5 V 输入范围的 24 位 ADC，这约为 16.8 LSB，相当于约四位码宽的量级。

3 斩波与电容比如何协同工作

斩波首先把输入信号搬移至较高频率。放大器自身的失调和闪烁噪声没有经过输入调制，仍处于低频。输出端同步解调时，有用信号回到基带，而放大器产生的低频误差被移到斩波频率，随后可由低通滤波抑制。

图6 输入调制与输出解调对信号和噪声的不同作用

容性 PGA 使用同样的调制思路处理直流输入：先斩波，再放大，最后解调。其增益由电容比决定，图7中 G = C2/C1。内部共模可以设在电源中点，而输入共模通过电容网络与其解耦，因此传感器偏置不必随内部工作点一起移动。

图7 以电容比设定增益的PGA简化结构

这种结构减少了所需的放大级和电阻噪声来源，因而有利于噪声与功耗的折中。作为增益元件，电容具有匹配和温度稳定性优势，也不受电阻式自热机制影响，有助于改善失调、增益误差及漂移。这里的优势并不意味着完整的容性 PGA 没有噪声。

共模解耦还可改善共模抑制、电源抑制和失真表现。相关架构的输入共模范围可覆盖电源轨，某些实现还可超出电源轨，从而扩大靠近供电边界时的增益选择范围。实际使用仍应遵守具体器件的输入范围与额定条件。

4 电桥测量中的激励与动态范围

惠斯登电桥的共模由桥臂阻抗和激励电压共同决定。电子秤利用这种拓扑检测应变，图8给出半桥 II 类连接。原文所举应变计的典型灵敏度为 2 mV/V，提高电桥激励能够增加输出信号，有利于提升信噪比。

图8 电子秤中的应变计电桥接口

当 ADC 采用 3.3 V 电源时，阻性 PGA 的共模约束限制了可用桥压；容性方案则可允许更高激励。表1保留该半桥示例在相同增益下的数据：桥压由 3.3 V 提升至 6 V，对应差分信号由 3.3 mV 提升至 6 mV，动态范围改善约 5.2 dB。这是特定桥路示例，不能把表中差分输出直接当作所有应变计的通用换算。

表1 3.3 V ADC供电下的电桥示例

远端电桥与 ADC 之间的地电位差还可能进一步移动输入共模，压缩阻性 PGA 的可用增益。提高或改用双极性电桥供电，例如 ±3.3 V，是传统接口的一种处理方式，但也会带来额外电源与功耗代价。

5 RTD与热电偶测量中的增益空间

PT100 等 RTD 可直接测量温度，也可用于热电偶的冷端温度检测。图9展示热电偶及冷端检测的基本关系；随后两种 RTD 连接说明共模位置如何影响精密采样。

图9 热电偶及冷端温度检测示意

三线式 RTD 是成本与引线补偿之间的常见折中。图10中的两个匹配电流在相应引线上产生可抵消的电压误差。为减轻自热而采用较小电流时，引线电阻产生的电压也很小，输入共模可能接近负电源轨。容性 PGA 把内部共模保持在合适工作点，有助于在此条件下使用更高增益。图示方案还允许第三条引线在 RTD 附近接地，减少返回 ADC 板的布线。

图10 带匹配激励电流的三线式RTD连接

要求更高测温精度时，可采用四线比例测量。单个激励电流同时流经 RTD 和精密参考电阻，参考电阻产生 ADC 基准电压，使测量对激励电流绝对误差的依赖减小。设计时，应使 RTD 的最大电压与 VREF/PGA 增益相匹配。

图11 由精密电阻产生基准的四线式RTD比例测量

在原文 3.3 V 供电例子中，阻性方案的参考电压约为 1.65 V，以满足共模条件；容性方案可利用更接近电源轨的传感器共模，把参考电压提高到 2.5 V。以 B 类 PT100、最高 600°C、最大激励电流 500 μA 为条件，最大电阻为 313.7 Ω，对应 156.85 mV。表2给出按电压比计算的近似增益上限，而非器件可选增益档位清单。

表2 四线式PT100比例测量的增益比较

6 设计结论容性 PGA 的价值在于把增益设定、低频误差处理和共模管理结合起来。电容匹配及温度稳定性有助于改善误差表现，而输入与内部共模的解耦可减少传感器重新偏置和额外供电的需求。对于电桥以及靠近电源轨的温度测量信号，这种架构能提供更大的有效增益与动态范围空间。原文列举的相关 ADC 包括 AD7190、AD7124-4 和 AD7124-8。