从噪声电压评估ADC驱动放大器的性能代价

为 ADC 增加驱动放大器，可以完成增益调整、阻抗转换和单端转差分，但放大器噪声也会降低系统信噪比。评估这种代价的一种直接方法，是把 ADC 和放大器的噪声统一换算为 ADC 输入端的均方根电压，再在实际噪声带宽内比较与合成。

1 明确信号链的任务与性能基准

ADC 通常在输入信号接近额定满量程时获得较好的动态性能。实际信号幅度未必满足这一条件，因此常需可变增益放大器 VGA 或其他驱动级。选型应同时考虑输入范围、信号频率与带宽、分辨率或 SNR，以及无杂散动态范围 SFDR；单独选择性能优秀的两个器件，并不保证组合后仍能达到目标。

本文案例采用 AD8375 中频 VGA 和 AD9268 双通道 16 位流水线 ADC。AD9268 提供 125、105、80 MSPS 速率版本，在 70 MHz 中频下的指标为 78.2 dBFS SNR 和 88 dBc SFDR。AD8375 可完成单端转差分，并在不同增益设置下保持较好的线性度和较稳定的噪声表现。案例将 VGA 设置为 +6 dB。

两器件之间通过五阶巴特沃兹低通抗混叠滤波器连接，设计带宽约 100 MHz，输入与输出阻抗均为 150 Ω。AD8375 的差分输出为高阻抗，模型为 16 kΩ 与 0.8 pF 并联。图2中的实际响应标明 −3 dB 频率约为 105 MHz，后面的噪声积分采用这一数值。

图1 AD8375与AD9268之间的滤波和阻抗网络

图2 实际信号链的频率响应及约105 MHz的截止频率

2 用两条前端路径分离噪声贡献

评估板的无源路径采用变压器或巴伦实现单端转差分，并配有约 200 MHz 的低通网络。另一条路径加入放大器及相应抗混叠滤波器。比较两种连接在 10 MHz 单音输入下的 FFT，可以估算有源前端引入的额外噪声。

图3 无源耦合路径与放大器驱动路径

测量结果显示，无源前端的 SNR 为 77.7 dBFS，有源前端为 72.5 dBFS，下降 5.2 dB。两条路径的前端网络并非完全一致，因此将新增噪声归因于放大器时，还需要通过其噪声密度和实际负载进行交叉验证。

图4 无源前端在10 MHz输入下的FFT

图5 放大器前端在10 MHz输入下的FFT

直接比较数据手册中的噪声谱密度并不方便：ADC 常使用 dBFS/Hz 或 dBm/Hz，放大器则常使用 nV/√Hz。噪声系数 NF 表示输入、输出信噪比之比的分贝值，适合许多射频分析，但在包含 ADC 的链路中，若参考条件处理不当，容易造成误解。将各项统一成均方根噪声电压，可以更清楚地进行预算。

3 从SNR反推出均方根噪声

首先以转换器规定的满量程差分输入为基准，把正弦信号的峰峰值换算为有效值。本例满量程有效值为 0.707 V。下列关系中，SNR 使用相对于满量程的数值。

VFS,rms = Vpp / (2√2)

SNR = 20 log10(VFS,rms / Vnoise,rms)

Vnoise,rms = VFS,rms / 10^(SNR/20)

代入 10 MHz 无源前端的 77.7 dBFS，得到 ADC 基准噪声约 92.2 μV rms；代入有源链路的 72.5 dBFS，得到总噪声约 168 μV rms。对互不相关的噪声，应按功率相加，不能直接相减电压幅度。

Vtotal² = VADC² + Vamp²

Vamp = √(168² − 92.2²) ≈ 140 μV rms

由此反推的放大器噪声约为 ADC 噪声的 1.5 倍，已经成为该配置动态性能的重要限制。这个结果解释了为什么驱动能力满足要求后，系统 SNR 仍可能明显低于 ADC 的独立指标。

4 用实际负载和噪声带宽验证计算

AD8375 在 150 Ω 差分负载下的额定噪声密度约为 20 nV/√Hz。虽然其噪声对增益设置相对不敏感，负载变化仍会改变输出噪声，因此必须按图1中的总负载修正。利用高输出阻抗近似，放大器看到的等效阻抗为：

Zload ≈ 10 Ω + (300 Ω ∥ 150 Ω ∥ 3.5 kΩ) ≈ 107 Ω

NSD ≈ 20 × 107/150 = 14.3 nV/√Hz

真实低通滤波器在 −3 dB 频率之外仍会通过部分噪声。噪声等效带宽与 −3 dB 带宽之比称为形状因子；阶数越高，该比值越接近 1。表1保留本例采用的阶数与因子关系。

表1 滤波器阶数与噪声带宽形状因子

对于五阶滤波器，形状因子为 1.02。因此计算放大器噪声时，应将噪声密度乘以有效带宽的平方根。采用图2的 105 MHz，可得到约 149 μV rms。

Vamp,calc = NSD × √(BW × 形状因子)

Vamp,calc = 14.3 nV/√Hz × √(105 MHz × 1.02) ≈ 149 μV rms

149 μV 的估计值与测量反推的 140 μV 较为接近，支持放大器是本例主要噪声限制因素的判断。两种方法的结果不必完全一致，但交叉核对能避免负载、带宽或参考单位使用错误。

5 将噪声预算前移到器件选型

驱动放大器的功能价值与噪声代价必须同时评估。设计初期即可先确定满量程有效值和 ADC 噪声，再按真实负载修正放大器噪声密度，用滤波器噪声等效带宽积分，最后合成总噪声并换算 SNR。这样可以在硬件实现之前判断器件组合是否满足预期动态性能，而不是等到测试时才发现前端限制。